Úvod do referencí napětí pásma Gap

Tento článek poskytuje základní informace o obvodech s mezerou v pásmu, které se běžně používají ke generování referenčních napětí nezávislých na teplotě.

Referenční technika pásmové mezery je jednou z nejčastěji používaných metod pro generování teplotně nezávislého referenčního napětí.

Legendární elektronický inženýr Bob Widlar položil základ dnešních referencí napětí v pásmové propusti koncem šedesátých let. Předtím bylo jediné polovodičové řešení založeno na použití hlučných a citlivých Zenerových diod. při teplotě. Kromě těchto nevýhod vyžadovala metoda založená na zenerových diodách úrovně napájení nad 5 V.

Uvidíme, že normální referenční napětí šířky pásma může produkovat referenční napětí tak nízké jako přibližně 1,23 V. Existuje také skupina referencí mezer v pásmu nazývaných mezery v mezerách pásma, které mohou generovat velmi nízká výstupní napětí. jako pár milivoltů.

Co je směrování pásma?

Účelem reference napětí je vytvořit konstantní napětí, které je ideálně nezávislé na změnách teploty a dalších vnějších faktorech. Bohužel okolní teplota může ovlivnit vlastnosti různých komponent v obvodu.

Například napětí základního emitoru BJT tranzistoru je lineární funkcí absolutní teploty a zobrazuje teplotní koeficient asi -2 mV / ° C. Taková omezení zařízení ovlivní výstup obvodu.

Pokud nemáme přístup k lepšímu zařízení, budeme muset nějak kompenzovat změny způsobené teplotou. Například, pokud můžeme generovat napětí, které je lineární funkcí absolutní teploty a má kladný teplotní koeficient 2 mV / ° C, můžeme kompenzovat změny způsobené spojením báze-emitor.

Jedním ze způsobů, jak vytvořit teplotní koeficient 2 mV / ° C, je tepelné namáhání (VT) je lineární funkce absolutní teploty, uvedená v následující rovnici:

$$ V_ {T} = frac {kT} {q} $$

V této rovnici k Boltzmannova konstanta Co náboj nesený jediným elektronem a T je teplota ve stupních Kelvina. Teplotní koeficient tepelného napětí je $$ frac {k} {q} $$ a je přibližně +0,085 mV / ° C. Jak vidíte, teplotní koeficient je kladný, ale mnohem nižší než požadovaná hodnota. 2 mV / ° C

Abychom tento problém vyřešili, můžeme zvýšit tepelné napětí o teplotně nezávislou konstantu M, takže $$ frac {Mk} {q} $$ odpovídá asi 2 mV / ° C Tento koncept, který je základní myšlenkou odkazu na šířku pásma, je znázorněn na obrázku 1 níže.

Obrázek 1 Obrázek s laskavým svolením návrhu a analýzy integrovaného analogového obvodu.

Tepelné napětí je generováno blokem generátoru “V” .T. “Výstup tohoto bloku se vynásobí příslušným faktorem M a poté se přičte k napětí základního emitoru BJT.” V ideálním případě je celkový výkon nezávislý na teplotě.

Základní pásmo má obloukovou driftovou křivku

Předpokládáme, že teplotní koeficient napětí báze-emitoru je asi -2 mV / ° C; není však 100% fixní. Výstup mezery v pásmu proto nebude zcela nezávislý na teplotě.

Můžeme nastavit pouze M faktor na cílové teplotě, abychom nastavili teplotní koeficient referenčního výstupu na nulu. Jak se teplota pohybuje od tohoto cíle, teplotní koeficient základního emitoru se mírně změní. Výsledkem je, že se pásmová mezera bude mírně lišit v závislosti na teplotě.

Typická výstupní křivka základní reference šířky pásma je uvedena na obrázku 2. Každá křivka odpovídá nastavení teplotního koeficientu na nulu při dané teplotě. Jak vidíte, výstupní napětí referenční mezery základního pásma má při zakreslení proti teplotě křivku výchylky ve tvaru oblouku.

obr Obrázek s laskavým svolením návrhu a analýzy integrovaného analogového obvodu.

Některé odkazy na šířku pásma používají obvod teplotní kompenzace k dalšímu zlepšení vychýlení páteře. Například výstup LT1019, přesný odkaz na šířku pásma, je uveden na obrázku 3. Toto zařízení používá vysoce vyvinutou techniku ​​korekce přeskočení.

Obrázek 3 Obrázek s laskavým svolením Linear Technology.

Proč tomu říkají rady Bandgap?

Pro výše uvedenou diskusi předpokládáme, že napětí báze-emitoru má teplotní koeficient -2 mV / ° C a musí být $$ frac {Mk} {q} $$ 2 mV / °. C. Přesněji, musíme vyjádřit napětí báze-emitoru z hlediska parametrů přístroje a získané rovnice použít k výpočtu faktoru M. Další informace najdete v části 4.4.3 knihy Analýza a design. integrovaná analýza. Obvody Zde uvidíme pouze konečný výsledek analýzy udávající výstupní napětí jako:

$$ V_ {OUT} | T = T0} = V_ {G0} + gama V_ {T0} $$

VG0 Jedná se o napětí silikonového pásma 1,205 V. y Jedná se o parametr související s dopingovou úrovní dole. T0 Určuje teplotu, při které je teplotní koeficient reference mezery pásma nastaven na nulu. Proto tepelné namáhání, VT0a výstup mezery v pásmu $$ V_ {OUT} | T = T0 se považuje za $$ T = T0.

Předpokládejme, že výstup šířky pásma je nastaven na nulu při hodnotě $$ T_ {0} = 300K $. Proto existuje $$ V_ {T0} = 26 mV $$. Za předpokladu typické hodnoty y = 3,2, rozumíme

$$ V_ {OUT} | T = 300 K = 1,205 V + 3,2 26 mV = 1,2882 V $$

Jak vidíte, výstupní napětí normální reference bandgap je blízké napětí mezery v pásmu křemíku, což vysvětluje název daný tomuto typu reference napětí. Nyní, když jsme obeznámeni se základní myšlenkou vytvoření teplotně nezávislého referenčního napětí, pojďme se podívat na aplikaci tohoto konceptu v obvodu.

Široká širokopásmová reference

Jak je znázorněno na obrázku 1, reference pásmové mezery musí generovat napětí rovnající se tepelnému napětí. Místo generování stejného napětí VTMůžeme vytvořit napětí úměrné tepelnému napětí. Faktor proporcionality však musí být nezávislý na teplotě, abychom mohli úspěšně aplikovat koncepty diskutované v předchozí části. Zjistěte, zda existuje snadný způsob, jak to udělat. Víme, že napětí báze-emitoru BJT je dáno následující rovnicí:

$$ V_ {BE} = V_ {T} vlevo (frac {I_ {c}} {I_ {s}} vpravo) $$

kde jód a Já kolektorové a saturační proudy. Ano jód a Já Pokud by teplota byla nezávislá, základní napětí emitoru by se rovnalo VT $$ ln se vynásobí faktorem argumentu vlevo (frac {I_ {c}} {I_ {s}} vpravo) $$. Víme však, že faktor proporcionality není nezávislý na teplotě. Pojďme se zamyslet VSER rozdíl dvou tranzistorů Q1 a S2:

$$ V_ {BE1} -V_ {BE2} = V_ {T} ln vlevo (frac {I_ {c1}} {I_ {s1}} vpravo) -V_ {T} vlevo (frac {I_ {c2}} {I_ {s2}} vpravo) = V_ {T} vlevo (frac {I_ {c1}} {I_ {c2}} frac {I_ {s2}} {I_ {s1}} vpravo) $$

V tomto případě můžeme VSER Odděluje pevný faktor od tepelného napětí tím, že vytvoří jak poměr kolektorového proudu ($$ frac {I_ {c1}} {I_ {c2}} $$), tak poměr saturačního proudu ($$ frac {I_ {). s2}} {I_ {s1}} $$ konstantní. Změna měřítka emitorových polí tranzistorů nám umožňuje určit poměr jejich saturačních proudů. Pro poměr kolektorových proudů je zkreslený proud tranzistorů jednoduše pomocí proudových zdrojů. Tak, VSER Rozlišuje fixní faktor od tepelného namáhání. Obvykle jsou odkazy na šířku pásma VSER Rozlište dva BJT a vytvořte „blok generátoru VT“ na obrázku 1.

Jako příklad se podívejme na zjednodušený odkaz na mezeru pásma Widlar zobrazenou na obrázku 4 níže.

Obrázek 4 Obrázek s laskavým svolením IEEE Explore.

Vytvoří se smyčka. VSER z Q1 a S2 S R3 odpor. Proto pokles napětí R3 rovnat se VSER rozdíl mezi Q1 a S2. Tyto dva tranzistory jsou stejné ($$ I_ {s1} = I_ {s2} $$), ale mají různé kolektorové proudy. Za předpokladu $$ V_ {BE1} = V_ {BE3} $$, rezistory R1 a R2 mít stejné poklesy napětí. Proto se poměr proudu kolektoru rovná poměru odporu $$ frac {I_ {c1}} {I_ {c2}} $$ frac {R_ {2}} {R_ {1}} $ $ (zanedbáváme základní proudy tranzistorů) . Proto pokles napětí R3 dána

$$ Delta V_ {R3} = V_ {BE1} -V_ {BE2} = V_ {T} vlevo (frac {I_ {c1}} {I_ {c2}} frac {I_ {s2}} {I_ {s1}} right) = V_ {T} left (frac {R_ {2}} {R_ {1}} right) $$

Změnou hodnot odporu uvedených na obrázku 4 získáme

$$ Delta V_ {R3} = V_ {T} ln (10) = 2,3 V_ {T} $$

Protékat R3 rovnat se R2proto dostaneme pokles napětí R2 Jak:

$$ Delta V_ {R2} = frac {Delta V_ {R3}} {R_ {3}} krát R_ {2} = frac {R_ {2}} {R_ {3}} krát 2,3 V_ {T} = 23V_ { T} $$

Referenční výstup se rovná poklesu napětí R2 plus napětí základního emitoru. S3:

$$ V_ {REF} = V_ {BE3} + 23V_ {T} $$

Za předpokladu $$ V_ {BE3} = 0,65 V $$ a $$ V_ {T} = 26 mV $$, poté $$ V_ {REF} = 1 248 V $$. Můžeme také nahradit hodnoty teplotního koeficientu VBE3 a VT a vypočítat teplotní koeficient výstupu:

$$ frac {delta V_ {REF}} {delta T} cca -2mV / cirkulační C + 23krát 0,085mV / cirkulační C = -0,045mV / cirkulační C

To je mnohem méně než teplotní koeficient napětí základny-emitoru. Typické odkazy na šířku pásma mohou dosáhnout teplotních koeficientů již od 20 ppm / ° C.

Další vývoj v odkazech na bandgap

Reference napětí Widlar, publikovaná v roce 1971, položila základ dnešním odkazům na páskové pásky. I když to byl velký úspěch, jednotka měla aktuální omezení citlivosti. Také nemohl generovat užitečné úrovně napětí, jako jsou 2,5 V a 5 V. Tyto problémy byly později vyřešeny inovativním designem představeným AP Brokaw. Jednalo se o první referenční napětí na základě citlivého odstupu pásma.

Později vědci vyvinuli odkazy na pásmovou mezeru nazývané zlomky pásmových pásem, které mohou generovat napětí tak nízké jako několik milivoltů. Další informace o této skupině referencí šířky pásma najdete v dokumentu JSSC s názvem „Sub-1-V Process CMOS Bandwidth Reference Circuitry“.

V dnešní době mají odkazy na páskové pásky různé formy, ale často jsou založeny na jádru páskové pásky podobném tomu, které se používá v designu Widlar.

---

Na této stránce naleznete úplný seznam mých článků.